1. 从一颗正压芯片榨出负压TPS5430做反相Buck的底层逻辑很多人第一次看到用TPS5430做负压第一反应是这芯片不是降压的么怎么还能出负的。我当初也是这个反应。实际上把一颗标准的降压开关稳压器接成负压输出是电源圈里一个相当经典的操作学名叫反相Buck-BoostInverting Buck-Boost也有人叫它负压Buck。它的核心思路并不复杂把芯片原本接地的GND引脚改接到负压输出端让芯片以为自己脚下的地是-12V那么它输出的正电压相对于这个浮动地来说就变成了我们想要的负压。这个思路听起来有点绕我用一个生活化的类比来解释。想象你站在一楼地面上量身高得到170cm现在让你站到一个-12V的台阶上再量你头顶到一楼地面的距离就变成了170cm减去12V对应的高度。芯片内部的误差放大器、基准电压、反馈网络全都是相对于它自己的GND引脚来判断的。当我们把GND引脚从系统0V挪到-12V芯片依然兢兢业业地维持FB引脚等于内部基准TPS5430是1.221V只不过这个1.221V是相对于-12V而言的于是输出端相对于系统0V就成了负值。为什么偏偏选TPS5430来做这件事这颗芯片在DIY和工业小功率电源里出镜率极高原因有几个输入电压范围宽5.5V到36V持续输出电流能到3A内部集成了低导通电阻的MOSFET开关频率固定500kHz外围元件少。对于运放供电这种典型负载——通常正负双电源、每路几十到几百毫安——TPS5430的3A能力绰绰有余甚至有点杀鸡用牛刀。但正是这种余量让它在负压应用里显得很稳。不过反相Buck和普通Buck有一个本质区别这个区别决定了后面所有的布局和选型逻辑芯片的GND引脚不再是系统的地而是负压输出。这意味着芯片的地是浮动的、带开关噪声的所有原本以GND为参考的回路现在都要重新审视。输入电容的回路、续流二极管的回路、反馈分压的参考点全都变了。很多人照着正压Buck的布局习惯去画负压电路结果一上电就发现输出纹波巨大、芯片发热、甚至直接炸管问题基本都出在这里。我先把反相Buck的基本拓扑讲清楚不然后面的布局分析就是空中楼阁。标准Buck的电流路径是输入正极→芯片VIN→内部高侧MOS→SW节点→电感→输出正极输出电容和负载的另一端接GND续流二极管从SW到GND。改成反相Buck之后路径变成输入正极→芯片VIN→内部高侧MOS→SW节点→电感→负压输出端也就是原来的GND而芯片的GND引脚接到负压输出续流二极管从SW接到系统GND。注意这里有个关键点续流二极管的阳极接系统GND阴极接SW方向和正压Buck里是反的。这个拓扑变化带来的直接后果是输入电容必须跨接在VIN和系统GND之间而不是VIN和芯片GND之间。因为芯片GND是浮动的-12V如果你把输入电容接在VIN和芯片GND之间那电容承受的电压就是Vin|Vout|151227V而且它无法有效旁路输入回路的开关电流。正确的做法是输入电容一端接VIN另一端接系统GND这样它承受的电压是15V同时能真正滤除输入侧的脉动电流。还有一个容易被忽略的点芯片的使能引脚EN和反馈引脚FB的参考点。EN引脚内部通常有一个相对于芯片GND的阈值如果你用系统GND通过分压电阻去控制EN那实际加在EN对芯片GND的电压会包含-12V的偏移可能导致芯片无法正常开启或误触发。稳妥的做法是EN直接接VIN通过一个上拉电阻或者用相对于芯片GND的电阻分压。FB引脚更是如此反馈分压电阻的下端必须接芯片GND即-12V输出而不是系统GND否则反馈电压完全错乱。理解了这些你就明白为什么我说布局这些坑千万别踩——因为负压电路的参考点全部平移了任何一处还按正压思维去接都会出问题。下面我分几个部分把选型、计算、布局、调试的完整链路拆开讲。2. 15V转-12V的关键参数计算与元件选型动手画板之前先把参数算清楚。TPS5430的数据手册给的是正压Buck的公式用在反相Buck上需要做一点转换。核心思路是把负压输出取绝对值当成一个正压Buck来计算但输入电压要按Vin|Vout|来算。因为芯片内部MOS承受的电压应力是Vin加上|Vout|。2.1 占空比与电压应力的重新核算对于反相Buck占空比D的公式是D |Vout| / (Vin |Vout|)代入15V输入、-12V输出D 12 / (15 12) 12 / 27 ≈ 0.444也就是说高侧MOS大约有44.4%的时间导通。这个占空比在TPS5430的可接受范围内它支持的最大占空比受最小关断时间限制500kHz下一般能到90%以上所以44%很轻松。但要注意电压应力高侧MOS和续流二极管承受的反向电压都是Vin|Vout|27V。TPS5430内部MOS的耐压是36V27V留了9V余量勉强够用但不算宽裕。如果输入电压可能冲到18V以上比如某些适配器空载时电压偏高那应力就到30V了余量只剩6V。这时候要特别关注输入端的瞬态抑制必要时加一个TVS管钳位。续流二极管的选择更关键。它承受的反向电压同样是27V正向电流在关断期间要承载全部电感电流。对于3A的应用二极管额定电流至少要选到5A以上而且必须是肖特基二极管因为它的正向压降低、反向恢复时间短。我常用的是SS545A/40V或者SK54如果电流余量想再大一点可以上SS565A/60V。这里有个坑二极管的耐压要按Vin|Vout|再留20%以上余量27V的话选40V档位刚好但如果输入可能到20V应力就32V了40V只剩8V余量建议直接上60V档。2.2 电感值的计算与选型电感值的计算沿用Buck的公式但输入电压用Vin|Vout|L (Vin × D) / (ΔIL × fsw)其中ΔIL是电感纹波电流一般取输出电流的20%到40%。假设输出电流1A运放供电通常不需要太大取ΔIL0.3Afsw500kHzL (15 × 0.444) / (0.3 × 500000) 6.66 / 150000 ≈ 44.4μH实际选型取标准值47μH。如果输出电流更大比如2AΔIL取0.6A那L≈22μH。电感值的选取要在纹波和体积之间权衡电感越大纹波越小但体积越大、直流电阻越大、成本越高。对于运放供电这种对纹波敏感的应用我倾向于把纹波压到20%以内电感取大一点47μH到68μH都可以。电感的饱和电流必须大于峰值电流。峰值电流 Iout ΔIL/2。1A输出、0.3A纹波的话峰值1.15A。但考虑到启动瞬间和负载突变饱和电流至少要留2倍余量选3A以上的屏蔽电感。一定要用屏蔽电感开放式工字电感在负压电路里辐射干扰特别明显会耦合到运放的输入端导致输出噪声。2.3 反馈分压电阻的计算TPS5430的内部基准是1.221V典型值。反馈分压的参考点是芯片GND也就是-12V输出。我们要让FB引脚相对于芯片GND的电压等于1.221V。设上分压电阻为R1接Vout负端到FB下分压电阻为R2接FB到芯片GND注意这里的Vout负端其实就是系统GND。等一下这里容易绕晕。我重新理一遍芯片GND -12V输出端。系统GND 0V。FB引脚要相对于芯片GND为1.221V也就是相对于系统GND为-121.221 -10.779V。分压网络从系统GND0V到芯片GND-12V中间抽头接FB。所以R1接在系统GND和FB之间R2接在FB和芯片GND之间。输出电压公式|Vout| 1.221 × (1 R1/R2)要得到12VR1/R2 12/1.221 - 1 ≈ 8.83取R210kΩ则R188.3kΩ标准值取88.7kΩ或91kΩ。用91kΩ的话实际输出|Vout| 1.221 × (191/10) 1.221 × 10.1 ≈ 12.33V稍微偏高。用88.7kΩ更准1.221 × 9.87 ≈ 12.05V。反馈电阻要用1%精度的金属膜电阻普通5%碳膜电阻的误差会导致输出电压偏差好几百毫伏运放供电对对称性要求高的话这个偏差不能忍。2.4 输入输出电容的选取输入电容的作用是旁路开关电流减小输入侧的电压纹波。对于500kHz开关频率陶瓷电容X7R或X5R是首选因为ESR低、高频特性好。容量按每安培输入电流配10μF到22μF来估算。输入电流平均值 Iout × |Vout|/Vin 1 × 12/15 0.8A所以输入电容取22μF/25V的陶瓷电容就够。但要注意陶瓷电容的直流偏压效应一个标称22μF/25V的X7R电容在15V直流偏压下实际容量可能只剩10μF左右。所以要么选更高耐压的50V要么并联两个22μF。输出电容的选择要兼顾容量和ESR。负压输出的纹波主要由电容的ESR和容量决定。对于运放供电纹波最好控制在20mV以内。输出电容取47μF到100μF的陶瓷电容再并联一个10μF的小电容滤高频。如果对纹波要求特别苛刻可以在输出端再加一级LC滤波或者LDO后级稳压。这里有个反直觉的点负压输出的电容正极接系统GND负极接-12V输出。电解电容的话极性千万别接反否则会炸。陶瓷电容无所谓极性所以负压电路里我强烈建议全用陶瓷电容省心。3. PCB布局负压电路和正压Buck到底差在哪布局是这篇文章的重头戏也是标题里专门点出来的坑。我见过太多人正压Buck画得挺漂亮一改负压就翻车。根本原因在于负压电路里地的概念被拆成了两个——系统GND和芯片GND-12V。这两个地之间的开关电流回路是布局的核心矛盾。3.1 先搞清楚电流到底怎么流布局之前必须把开关周期的两条电流路径画清楚。这是所有开关电源布局的第一性原理。高侧MOS导通期间D0.444电流从输入正极出发经过输入电容→芯片VIN→内部高侧MOS→SW节点→电感→负压输出端芯片GND→回到输入电容的负端系统GND。注意这条回路里电流从系统GND流回输入电容而不是从芯片GND。因为芯片GND是-12V它和系统GND之间隔着输出电容和负载。高侧MOS关断期间电感电流通过续流二极管续流路径是系统GND→续流二极管→SW节点→电感→负压输出端→输出电容→系统GND。这条回路的电流从系统GND出发经过二极管回到SW。看出来了吗两条回路都涉及系统GND而且系统GND是续流回路的起点。这意味着系统GND的布局质量直接决定了续流回路的噪声。正压Buck里续流回路的起点是GND平面通常很完整负压电路里系统GND同样要承担这个角色但很多人会误以为芯片GND才是地把系统GND随便铺一铺结果续流回路阻抗大、环路面积大辐射和纹波全上来了。3.2 输入电容的接地点必须接系统GND这是第一个大坑。正压Buck里输入电容一端接VIN一端接芯片GND而芯片GND就是系统GND所以没区别。负压电路里输入电容必须接在VIN和系统GND之间绝对不能接在VIN和芯片GND之间。为什么因为输入电容的作用是提供高侧MOS导通瞬间的脉冲电流。这个脉冲电流从电容正端出发经过芯片、电感、输出端最终要回到电容负端。如果电容负端接的是芯片GND-12V那电流回到芯片GND后还要经过输出电容和负载才能回到系统GND路径绕了一大圈环路面积巨大等效电感大电容的高频旁路作用基本失效。结果就是输入电压剧烈波动芯片可能欠压复位输出纹波也大。正确的做法输入电容紧贴芯片的VIN引脚和系统GND的铺铜放置两者之间的走线越短越粗越好。我通常会在芯片VIN引脚旁边放一个10μF的陶瓷电容再在稍远处放一个22μF的形成高低频搭配。3.3 续流二极管的回路面积要最小续流二极管从SW节点接到系统GND。这条回路在关断期间承载全部电感电流而且电流变化率很高di/dt大是主要的辐射源。布局要点是二极管、SW节点、电感三者构成的环路面积要尽可能小。具体做法二极管紧贴芯片的SW引脚放置阴极接SW阳极接系统GND铺铜。电感的输入端也紧贴SW节点。这样关断期间的电流回路就是系统GND→二极管→SW→电感→负压输出→输出电容→系统GND其中二极管到SW到电感这一段要短。这里有个细节SW节点的铺铜面积要小。SW节点是电压跳变点dv/dt很高铺铜面积越大对周围电路的容性耦合越强。但SW节点又要承载电流太细的走线会导致电阻损耗和发热。折中方案是SW节点的铺铜宽度按电流密度算1A电流用0.5mm到1mm宽度即可不要大面积铺铜。同时SW节点要远离FB引脚和反馈电阻至少保持3mm以上的距离必要时在中间加一条接地的屏蔽走线。3.4 反馈走线的隔离负压电路里更敏感FB引脚是芯片内部误差放大器的输入端阻抗很高极易受干扰。负压电路里FB的参考点是芯片GND-12V而芯片GND本身是开关节点它连接电感和输出电容带有开关纹波。这意味着FB引脚天然就处在一个脏的参考环境里。布局要点反馈分压电阻紧贴FB引脚放置R1和R2的连接点FB抽头走线尽量短。反馈走线要远离SW节点、二极管、电感这些高dv/dt区域。如果板子空间允许反馈走线走在底层通过过孔连接利用顶层铺铜作为屏蔽。还有一个容易忽略的点芯片GND引脚的连接。芯片GND要连接到负压输出端这个连接点同时也是输出电容的负端和负载的负端。这个节点的电流包括电感电流和输出电容的纹波电流不能随便接。我通常的做法是芯片GND引脚通过短而粗的走线连接到输出电容的负端再从输出电容负端单点连接到负载和系统GND的接口。不要用大面积铺铜把芯片GND和系统GND直接连起来那样会把开关噪声注入系统GND。3.5 系统GND和芯片GND的分区处理这是负压布局最核心的思想系统GND和芯片GND-12V是两个不同的网络不能混铺。系统GND是输入电容的负端、续流二极管的阳极、负载的正端相对于负压来说是正端。芯片GND是芯片的GND引脚、输出电容的负端、负载的负端。这两个网络之间只通过输出电容和负载连接。在PCB上它们应该各自有独立的铺铜区域只在输出电容的接地点单点相连。如果混铺开关电流会通过共享的铜皮耦合到系统GND进而影响整个系统的地电位运放供电的噪声就大了。我一般的做法是顶层用系统GND铺铜底层用芯片GND-12V铺铜两者在输出电容附近通过一组过孔连接。这样既保证了各自的低阻抗又避免了开关电流串扰。4. 实测中那些数据手册不会告诉你的坑参数算对了布局也按上面说的做了是不是就万事大吉并不是。我在实际调试中踩过的坑比布局还多。下面这几个都是数据手册里不会写、但实际一定会遇到的。4.1 启动瞬间的过冲和欠压负压电路启动时输出电容从0V充到-12V这个过程中芯片GND的电位从0V变到-12V。在芯片GND还没建立起来之前芯片的VIN对芯片GND的电压实际上是Vin减去输出端的瞬时电压。如果输出端上升太快芯片VIN对芯片GND的电压可能瞬间低于欠压锁定阈值导致芯片反复重启。我实测过一个案例15V输入输出电容100μF启动时输出端在1ms内冲到-12V芯片VIN对芯片GND的电压从27V瞬间掉到15V虽然还在工作范围内但EN引脚的电压如果接了系统GND分压会跟着波动导致启动不稳定。解决办法是增大输出电容的软启动时间或者用EN引脚做延迟启动。TPS5430的EN引脚可以通过一个RC网络设置启动延迟让输出电容慢慢充电。4.2 轻载时的脉冲跳跃和纹波TPS5430在轻载时会进入脉冲跳跃模式Pulse Skipping开关频率不固定输出纹波会变大。运放供电的负载通常很轻几十毫安正好落在这个区域。我实测过1A负载时纹波20mV100mA负载时纹波反而涨到50mV而且频率成分很杂。解决办法有两个一是加一个假负载让芯片始终工作在连续导通模式。假负载取输出电流的5%到10%也就是50mA到100mA用一个1kΩ到240Ω的电阻接在输出端。代价是效率降低但对于运放供电这种小功率应用效率不是首要考虑。二是在输出端加一级LC滤波把开关纹波滤掉。LC滤波的截止频率要远低于500kHz比如取10kHzL100μHC100μF这样500kHz的纹波能被衰减40dB以上。4.3 运放供电的对称性问题运放通常需要正负对称的双电源比如±12V。如果你用一颗TPS5430做-12V另一颗做12V两颗芯片的启动时间、负载调整率、纹波特性可能不一致导致正负电源的对称性变差。运放的共模抑制比和电源抑制比会因此下降输出失调电压增大。我的做法是正负两路用同一颗芯片的参考时钟同步或者至少让两路的开关频率一致都是500kHz这样纹波频率相同运放的电源抑制比能发挥最大作用。另外正负两路的输出电容和电感尽量选同型号同批次减少参数离散性。4.4 二极管发热和反向漏电流续流二极管在关断期间承载全部电感电流正向压降乘以电流就是它的功耗。1A电流、0.5V压降的话功耗0.5WSMA封装的肖特基二极管热阻大约50°C/W温升25°C还能接受。但如果输出电流到2A功耗1W温升50°C加上环境温度结温可能超过100°C长期可靠性堪忧。解决办法选更大封装的二极管SMB或SMC或者用两个二极管并联分流。另外肖特基二极管的反向漏电流随温度指数上升高温下漏电流可能从微安级涨到毫安级影响轻载效率。如果对轻载效率有要求可以考虑用同步整流方案但那就复杂了不在本文讨论范围。4.5 芯片GND引脚的噪声耦合芯片GND引脚连接的是-12V输出这个节点上有输出电容的纹波电压还有电感电流的直流分量。芯片内部的模拟电路基准、误差放大器都以这个引脚为参考如果这个引脚上有高频噪声基准电压就会抖动输出纹波跟着变大。我在布局时会在芯片GND引脚旁边放一个1μF的陶瓷电容就近接到系统GND给高频噪声提供一个低阻抗回路。注意这个电容是跨接在芯片GND和系统GND之间的它旁路的是芯片GND上的高频噪声。实测下来这个电容能把输出纹波从50mV压到30mV左右。5. 从原理图到实物一份可复现的完整清单说了这么多原理和坑最后给一份可以直接抄的清单。以15V输入、-12V/1A输出为例。5.1 原理图连接要点元件连接方式注意事项输入电容C1VIN到系统GND22μF/25V陶瓷紧贴VIN引脚输入电容C2VIN到系统GND10μF/25V陶瓷高频旁路续流二极管D1阳极接系统GND阴极接SWSS54SMB封装电感L1SW到芯片GND-12V输出47μH/3A屏蔽电感输出电容C3系统GND到芯片GND100μF/25V陶瓷注意极性输出电容C4系统GND到芯片GND10μF/25V陶瓷高频旁路反馈电阻R1系统GND到FB88.7kΩ1%反馈电阻R2FB到芯片GND10kΩ1%使能电阻R3VIN到EN100kΩ上拉使能芯片GND旁路电容C5芯片GND到系统GND1μF/25V陶瓷5.2 布局检查清单画完板子之后对照这个清单逐条检查输入电容的负端是否接在系统GND铺铜上而不是芯片GND续流二极管、SW节点、电感构成的环路面积是否最小SW节点铺铜是否控制在最小必要面积且远离FB走线反馈分压电阻是否紧贴FB引脚走线是否短且远离高dv/dt区域系统GND和芯片GND是否分区铺铜只在输出电容处单点连接芯片GND引脚是否就近有旁路电容到系统GND电感和二极管是否远离运放的模拟输入区域5.3 上电调试步骤第一次上电不要直接接运放先接假负载电阻。空载上电用万用表测输出端对系统GND的电压应该是-12V左右。如果偏差超过5%检查反馈电阻。加10%假负载接一个120Ω/2W的电阻测输出电压是否稳定。如果电压跌落严重检查电感和二极管的电流能力。加满载接一个12Ω/5W的电阻测输出纹波。用示波器探头接地弹簧要短测输出电容两端的纹波。如果纹波超过50mV检查输出电容和布局。接运放确认电源稳定后再接运放。用示波器观察运放输出端的噪声如果噪声明显增大说明电源纹波耦合到了运放需要加强滤波或调整布局。5.4 常见问题速查表现象可能原因排查方向输出电压为0EN未使能、芯片损坏测EN电压、换芯片输出电压偏低反馈电阻错误、电感饱和检查R1/R2、换大饱和电流电感输出纹波大输入电容接错、输出电容不足检查输入电容接地点、加大输出电容芯片发热严重二极管接反、电感短路检查二极管方向、测电感电阻轻载纹波大脉冲跳跃模式加假负载、加LC滤波运放输出噪声大电源纹波耦合加LC滤波、改善布局6. 几个容易被忽视的进阶细节最后再聊几个进阶的细节这些是我在多个项目里反复验证过的。第一个是电感的直流电阻DCR。DCR直接影响效率1A电流下100mΩ的DCR产生0.1W损耗效率降低约1%。但DCR小的电感通常体积大、价格高。对于运放供电效率不是关键但DCR大的电感发热也大可能影响周围元件。我一般选DCR在50mΩ以内的电感。第二个是陶瓷电容的压电效应。X7R和X5R陶瓷电容在电压变化时会产生机械振动反过来机械应力也会产生电压噪声。在负压电路里输出电容两端的电压是直流偏置加纹波纹波引起的振动可能耦合到运放的输入端。如果对噪声极其敏感可以用钽电容或者聚合物电容替代陶瓷电容但要注意极性。第三个是热设计。TPS5430的封装是SOIC-8热阻大约50°C/W。1A输出、效率85%的话损耗约2.1W温升105°C加上环境温度25°C结温130°C接近极限。所以必须做好散热芯片底部的GND引脚要大面积铺铜通过过孔连接到背面的铺铜利用PCB散热。如果输出电流长期在1A以上建议加一个小散热片或者降低开关频率TPS5430频率固定只能换芯片。第四个是EMI。负压电路的EMI比正压Buck更难搞因为系统GND上既有输入回路的电流又有续流回路的电流两个回路的噪声叠加。如果过EMI认证需要在输入端加共模电感和X电容输出端加磁珠和Y电容。不过对于运放供电这种板内应用通常不需要过认证只要保证不干扰运放就行。第五个是启动顺序。如果系统里有正压和负压两路运放的上电顺序很重要。有些运放要求正负电源同时上电或者正压先上。如果负压先建立运放的输入端可能通过内部保护二极管灌电流导致闩锁。稳妥的做法是正负电源同时上电或者在运放输入端加限流电阻。这些细节数据手册不会告诉你只有实际做过、踩过坑才能体会到。我写这篇文章就是希望后来的人少走点弯路。负压电路不难难的是把每一个参考点都想清楚把每一条电流回路都画明白。做到这两点TPS5430做-12V给运放供电稳稳的。